Ricorda che il disaccoppiamento ha diversi scopi.

• Su un carico che assorbe correnti transitorie e spigolose come una CPU, i condensatori di disaccoppiamento immagazzinano energia localmente e vicino al carico, quindi è disponibile rapidamente (cioè con bassa induttanza). L'idea è che ad ogni ciclo di clock, la CPU assorbirà una certa quantità di carica (coulomb), il che significa che i condensatori devono entrambi avere un valore abbastanza grande e un'induttanza abbastanza bassa da fornire la carica necessaria senza lasciare che la tensione cali al di fuori del suo consentito specificato intervallo.

• Questo ci porta al loro secondo ruolo, che consiste nel chiudere localmente i cicli di alta di / dt. Questo è necessario per far funzionare il circuito, poiché troppa induttanza provocherà un calo di alimentazione, ma è anche molto vantaggioso, poiché evita di iniettare correnti HF nel piano GND. La nostra CPU assorbe correnti molto veloci, quindi i condensatori locali a bassa induttanza saranno i primi a rispondere. Quindi calcolano la media della corrente assorbita dai condensatori di massa più grandi, più lenti, più alti e più lontani. Questi a loro volta devono fornire la carica mentre il regolatore solitamente lento risponde.

• Stessa cosa per l'ingresso di un regolatore buck. Assorbe una corrente a onda quadra veloce e il ruolo dei condensatori di disaccoppiamento in ingresso è di farlo fluire in un circuito locale stretto e di assorbire solo una corrente media molto meno rumorosa dall'alimentazione principale.

• Su cose analogiche come gli amplificatori operazionali, i cappucci di disaccoppiamento filtrano anche il rumore HF sugli alimentatori. Se il tuo amplificatore operazionale entra in classe B, si sposta o disegna un picco di corrente mentre altera un carico capacitivo, attirerà una corrente distorta o un picco di corrente, che inietterà distorsione nelle alimentazioni. La distorsione risultante in uscita dipende dall'impedenza di alimentazione e dal PSRR alla frequenza pertinente.

• E dal lato dell'offerta, ovviamente i limiti dovrebbero rendere felice il tuo regolatore! Controlla la sua scheda tecnica. Non tutti gli LDO "stabili con ceramica 1µF" sono uguali. Alcuni hanno ammirevoli risposte transitorie. Altri sono orrendi. Lo stesso se nella fornitura è presente un cordone di ferrite. Non creare un carro armato LC che risuoni alla frequenza che usi ...

Un'induttanza eccessiva nelle linee di alimentazione causa un calo di tensione sulle richieste di corrente transitoria. Il materiale digitale reagisce a questo problema, calcolando valori errati, attivando rilevatori UVLO o brownout e tutti i tipi di cose divertenti. Gli amplificatori operazionali e i bit analogici reagiscono oscillando, impiegando un'eternità per stabilizzarsi, aumentando la distorsione, ecc.

L'induttanza in eccesso causerà anche picchi di tensione (positivi o negativi) quando vi vengono forzate grandi correnti, come accade quando si commuta un convertitore CC-CC. Questo farà saltare i tuoi FET, i tuoi driver FET ... L'ho già visto diverse volte su questo sito.

Ora, è un po 'complicato e ci sono diversi approcci.

• L'hobbista

Ti piace saldare 0805 perché 0603 è troppo piccolo. Essendo consapevole che l'induttanza dipende dalle dimensioni della confezione e non dal valore, acquisti alcune centinaia dei cappucci più grandi che puoi ottenere in 0805, probabilmente 1-10 µF a seconda del voltaggio, e ottieni un buon sconto sulla quantità. Ne metti uno su ogni pin di alimentazione, senza preoccuparti, e funziona. Potresti mettere 100nF, ma il prezzo non è così diverso per un hobbista e, onestamente, è meglio mettere un limite di 5c più costoso di quanto pensi effettivamente al valore di cui hai bisogno, eh? Voglio dire, se dai valore al tuo tempo, spendere 5 centesimi per risparmiare un minuto in più pensando al valore di cui hai effettivamente bisogno è un gioco da ragazzi. Proprio come spendere 50 € per tavole cinesi a 4 strati contro schiavo per due fine settimana adattando meticolosamente il maledetto casino su due strati? Diamine sì.

L'aggiunta di un elettrolitico da 10c ti risparmierà anche il dolore di dover eseguire a volte il debug di un regolatore oscillante, un investimento degno quando realizzi solo poche schede.

Nota: mettere in parallelo 100nF con 1µF è utile solo se 100nF è molto più piccolo. Se sono lo stesso pacchetto, hanno la stessa induttanza. Il limite più piccolo sarà più veloce solo se è fisicamente più piccolo e più vicino ai perni / piani.

• L'ingegnere RF

Questo ragazzo ha una buona idea dell'impedenza di alimentazione di cui ha bisogno, e la crea incollando vari cappucci in parallelo, tenendo conto del pacchetto e tramite l'induttanza, il fatto che C0G funziona meglio in HF, forse sfrutta le frequenze auto-risonanti , assicurati che l'alimentazione non risuoni sulla frequenza sbagliata, inserisci una o due sfere di ferrite nella miscela per aggiungere un po 'di filtraggio, ecc. Qui l'impedenza è più importante del valore del condensatore.

• L'audiofilo

Fondamentalmente fa l'opposto, il cap X7R SMD è di circa 1nH, le scatole rosse WIMA a foro passante con una spaziatura dei pin di 5,08 mm sono montate circa 6-8 nH, e quindi il rumore HF sui binari viene moltiplicato per lo stesso fattore, ma chi se ne frega, sembra buono! Inoltre, l'instabile LDO fa vibrare gli alti, per quel qualcosa in più.

• Il ragazzo tosto della scheda madre

In questo caso il produttore fornisce un profilo di impedenza consigliato per l'alimentazione del chip. E uno strumento software per renderlo più semplice. Il risultato di solito comporta tonnellate di limiti di valore basso, perché devono essere piccoli, ESL bassi e adattarsi tra le vie BGA o simili. Quindi scaglionerà i valori per ottenere il suo profilo di impedenza, controllerà la cosa con un VNA (sotto tensione nominale). Allora i tagliatori di costi spopoleranno la metà dei massimali, ovviamente.

• Il ragazzo analogico

Ottieni un opamp con "tempo di assestamento di 100 ns allo 0,1%". Attaccalo su una scheda con cappucci di disaccoppiamento come 10nF // 1µF. Ogni volta che ruota e disegna un picco di corrente, si verifica una risonanza LC tra i due cappucci, supera il PSRR dell'amplificatore operazionale che è basso a questa frequenza e il tempo di assestamento diventa 100 volte più lungo di quanto dovrebbe. La soluzione è usare UN SOLO tappo a bassa ESR, che sarà in ceramica, quindi sarà quello piccolo e locale. E usa cappucci con ESR reale per quelli più grandi, che smorza l'impedenza e non risuona. Come tantalio o elettrolitici.

Ricorda che il tuo chip ha fili di collegamento molto molto sottili, quindi ha comunque 0,1-0,5 ohm nelle forniture, quindi il tuo opamp non ha bisogno o si preoccupa del fatto che il cappuccio MLCC ha 0,01 ohm ESR! Questo tipo di ESR ultra basso è un dolore nel ... a causa delle risonanze.

In realtà le ceramiche con ESR basso sono un tale dolore, che alcune persone come SUN hanno escogitato modi folli per attaccare alcuni resistori ad anello anulare stampati sugli strati interni per aggiungere un po 'di ESR!

Ora stanno iniziando a creare quelli " controllata ESR". Era ora.

Tieni presente che non sto parlando molto di valori. Il ragazzo RF e il ragazzo della scheda madre hanno un obiettivo di impedenza da soddisfare, quindi è più questione di quanti condensatori, induttanza, come scegliere i valori sfalsati, che tipo di condensatori usare, per il costo più basso. Il tipo analogico molto probabilmente utilizzerà un piccolo tappo in ceramica per assicurarsi che il suo amplificatore operazionale abbia una buona alimentazione a bassa induttanza e sceglierà un valore che si adatti al pacchetto di cui ha bisogno ...

La linea guida principale è mantenere sempre una tensione adeguata a tutti i pin di alimentazione. Questo di solito è tutto ciò che serve per i circuiti digitali. Nei circuiti analogici, la barra di alimentazione può spesso agire come un percorso del segnale indesiderato, quindi c'è un ulteriore requisito per avere una bassa impedenza a banda larga sulla barra di alimentazione.

Se il circuito assorbe picchi con costanti di tempo da uS a mS, la scheda avrà spesso un condensatore "bulk" da 100uF circa dove l'alimentazione entra nella scheda, per combattere l'impedenza di uscita dell'alimentatore. Se l'alimentazione principale è un semplice raddrizzatore di rete, qui verrebbero utilizzati condensatori molto più grandi.

Un circuito digitale prenderà correnti molto grandi durante le transizioni, ma queste dureranno solo per nS. Questi sono gestiti da un cappuccio in ceramica vicino a ogni pin di alimentazione di ogni dispositivo. Poiché gli impulsi di corrente sono così brevi, sono spesso nell'intervallo da 10 nF a 100 nF.

Le applicazioni più impegnative possono essere gestite aggiungendo ulteriori condensatori, o perline di ferrite o induttori per aumentare l'isolamento tra le diverse parti della barra di alimentazione.

Non ho mai visto una formula reale, più una sensazione viscerale che ottieni dall'esperienza.A volte i fogli delle specifiche definiscono una quantità di disaccoppiamento consigliata, ma in realtà dipende da quanto è occupato il dispositivo a cui è associato.

Se si tratta di un gate silenzioso che monitora l'input dell'utente o qualcosa del genere, va bene un piccolo cap.Se si tratta di un chip con molte uscite che commutano tutte a frequenze di clock con grandi fan-out, è necessario MOLTO più disaccoppiamento.

Il più delle volte, anche se è dettato dal fatto che la tua azienda acquista una dimensione specifica in base al carico del secchio, quindi ti impegni regolarmente.

Trova o stima l'ammontare della corrente massima e del tempo massimo durante il quale il carico prenderà la sua "escursione" dal valore nominale della barra di tensione.

È quindi possibile utilizzare questa formula per determinare la relazione tra la dimensione del condensatore e la quantità di deviazione dal valore nominale della barra di alimentazione:

$$ C = I \ frac {\ Delta T} {\ Delta V} $$ Dove I è la corrente, t è l'ora dell'evento e V è la differenza di tensione lontano dal binario.

Ad esempio, se avessi un carico che assorbe 100 mA in più rispetto alla media per 5 us e volevo che il binario rimanesse entro 0,03 V, l'equazione sarebbe simile a questa:

$$ C = 100mA \ frac {5us} {0.03V} = 17uF $$

o arrotondalo a 20uF per essere migliore.

Funziona assumendo un tipo di corrente "step input", se avessi un'onda sinusoidale probabilmente vorrai usare un fattore di potenza per "declassare" la corrente. Usa l'equazione per entrare nel campo da baseball, quindi controlla l'ondulazione e sintonizzala se necessario.

È possibile derivare formule per condensatori che consentono una certa tensione di ondulazione localizzata per una data corrente di chip localizzata mentre vengono alimentati da una certa barra di alimentazione con così tanti micro o nano henry nell'alimentazione.È possibile estenderlo per accogliere altri chip localizzati ed eventualmente prendere decisioni sulla condivisione di un disaccoppiatore.Quindi devi pensare alla frequenza di risonanza di alcuni condensatori e decidere se in realtà valori inferiori sono più preferibili o forse due condensatori di diversa frequenza di risonanza potrebbero essere più appropriati.Potresti anche considerare l'effettiva resistenza in serie di alcuni condensatori tipicamente elettrolitici e fare un intero carico di matematica.

D'altra parte, adotti un approccio pratico e in genere scegli 100 nF per i tuoi chip digitali e se pensi che la velocità sia abbastanza alta scegli 10 nF per evitare la risonanza.Dovresti anche leggere la scheda tecnica di ogni chip e vedere cosa consiglia.