La situazione usuale per la maggior parte degli amplificatori operazionali è che puoi "sospendere" la capacità sull'uscita fino a un piccolo valore di (diciamo) 100 pF e poi, se aumenti quella capacità, l'amplificatore operazionale si comporta male e si trasforma in un oscillatore. Per questo dispositivo (come con la maggior parte degli amplificatori operazionali), tale capacità è mostrata essere di circa 150 pF nella scheda tecnica. La figura 41 mostra che con 150 pF collegati l'uscita sta sostenendo l'oscillazione. Con 130 pF collegati c'è overshoot e uno squillo smorzato, quindi, in realtà, non dovresti andare più di 100 pF. Non la definirei una regola empirica perché alcuni amplificatori operazionali "canteranno" con 22 pF collegati. Come sempre, leggi la scheda tecnica.

\ $ \ color {blue} {\ text {Ma cosa succede se si bloccano diversi uF sull'output?}} \ $

È probabile che non oscilli neanche (anche se il foglio dati non sembra dichiararlo esplicitamente). Come può essere possibile, potresti chiedere o, come faccio a sapere che non oscillerà, potrebbe essere un'altra domanda. La risposta può essere trovata nella maggior parte delle schede tecniche, ma devi scavare a fondo e analizzare le cose in dettaglio.

Ad esempio, prendi la figura 10: -

Che cosa potrebbe dirci questo potresti chiedere. Mi dice che la resistenza interna dello stadio di uscita del transistor è di circa 125 ohm sotto carico. Con \ $ V_ {DD} \ $ a 5 volt, dovresti essere in grado di vedere che la pendenza della linea è di circa 1 volt per 8 mA (secondo il mio aggiunte rosse). Questa è una resistenza di uscita di 125 ohm. Più avanti \ $ ^ 1 \ $ menzionerò lo scenario di carico leggero (scarabocchi blu).

La prossima è la caratteristica del guadagno ad anello aperto nella figura 33: -

Mi sono preso la libertà di tracciare una linea rossa per guadagno unitario. A guadagno unitario (circa 3 MHz) potete vedere che la linea di sfasamento corrisponde a circa 150 gradi? Ciò significa che è a 30 gradi dal diventare un oscillatore, ovvero 30 gradi dal normale feedback invertente che diventa feedback non invertente (o positivo). Questo 30 gradi è chiamato "il margine di fase" e vuoi che sia il più grande possibile per ridurre l'overshoot e (dio non voglia) evitare di trasformare il circuito in un oscillatore.

Per capire meglio questo aspetto, ho aggiunto i risultati della simulazione. Ecco il primo: -

L'aggiunta di 100 pF sposta il margine di fase più in basso, ovvero il margine di 30 gradi diventa inferiore. Potresti chiedere quanto meno diventa. La risposta inizia nella figura 10, dove ho stimato la resistenza di uscita dell'amplificatore operazionale e ho ottenuto 125 ohm.

Quella resistenza più 100 pF forma un filtro passa basso di cut-off 12,7 MHz. A questa frequenza, lo spostamento di fase aggiunto è di 45 gradi. Ma, soprattutto, a 3 MHz lo sfasamento è solo di circa 12 gradi. Pertanto, con 100 pF collegati all'uscita il nostro margine di fase si è ridotto da 30 gradi a 18 gradi. Ho utilizzato questo strumento per visualizzare lo spostamento di fase. Potrei calcolarlo, ma perché preoccuparsi quando il signor Okawa fornisce strumenti così carini.

Ancora una volta, ho aggiunto un risultato di simulazione: -

Se la capacità fosse 150 pF, il cut-off si è ridotto a 8,4 MHz ma, cosa significativa, a 3 MHz, lo sfasamento è di 20 gradi e il margine fuori fase si è ridotto a soli 10 gradi. Ciò suggerisce che il dispositivo non oscillerà, ma sto solo utilizzando valori tipici e non il caso peggiore.

\ $ \ color {blue} {\ text {Ma cosa succede se si bloccano diversi uF sull'output?}} \ $

Non ho ancora risposto a questa domanda, ma ecco qua.

Con 10 nF in uscita, si ottiene una frequenza di taglio di 127 kHz con una resistenza di uscita equivalente interna di 125 ohm. E, se guardassi il grafico del guadagno ad anello aperto, vedresti che il margine di fase è di circa 80 gradi, quindi, a prima vista, potresti essere in grado di usare 10 nF ma, a 1 MHz il margine di fase è 70 gradi E i 10 nF e 125 ohm producono uno sfasamento aggiuntivo di circa 82 gradi, quindi, da qualche parte leggermente al di sotto di 1 MHz l'amplificatore operazionale canterebbe il suo cuore in un'oscillazione sostenuta.

Ho aggiunto un altro risultato della simulazione per dimostrarlo (oscillerà intorno a 500 kHz): -

Quindi, ecco il punto cruciale verso cui stavo andando: -

Quando la frequenza è bassa, il margine di fase naturale dell'amplificatore operazionale è sempre buono. Ad esempio, a 300 Hz, il margine di fase è di 120 gradi e l'aggiunta di 1 uF all'uscita riduce il margine a circa 105 gradi. Se prendiamo la frequenza fino a 10 kHz, il margine di fase naturale dell'amplificatore operazionale è di circa 92 gradi e il condensatore di uscita lo riduce a circa 10 gradi.

Ma il guadagno complessivo sarà diminuito a causa del condensatore di uscita. A 10 kHz, il guadagno ad anello aperto è di circa 300 (50 dB) ma la perdita extra di guadagno causata dal condensatore è di circa 20 dB. Penso ancora che sia probabile che 1 uF sosterrebbe l'oscillazione, ma che dire di 10 uF?

10 uF introduce una perdita extra di guadagno di 50 dB a 10 kHz e il margine di fase diventerebbe di circa 2 gradi (questo presuppone uno sfasamento aggiunto totale di 90 gradi dal condensatore e dal resistore di uscita e non può essere più di questo). Penso che questo potrebbe ancora oscillare. È al limite.

Aggiunta la simulazione a 10 uF che mostra che è molto al limite: -

Con l'aggiunta di 100 uF, l'amplificatore operazionale sarebbe libero da qualsiasi problema perché l'attenuazione del condensatore e del resistore di uscita è di 60 dB (a 10 kHz) e l'oscillazione non può essere sostenuta.In altre parole, il margine di fase naturale dell'amplificatore operazionale non potrebbe mai essere un valore che aggiungendo altri 90 gradi produrrebbe un guadagno netto maggiore di 1.

Per il completamento, la simulazione da 100 uF: -

Scarabocchio blu \ $ ^ 1 \ $ - se caricato molto leggermente, la resistenza di uscita dell'amplificatore operazionale potrebbe essere vista come 500 ohm e questo ha lo stesso effettocome rendere la capacità 4 volte più grande.L'impatto di questo (quando hai inondato il pin di uscita con 10 uF per esempio) è che l'uscita sarà molto probabilmente stabile ma, quando hai assorbito più corrente in uscita, la resistenza dinamica scende verso 125 ohm e il circuito potrebbe improvvisamente diventare instabile.Molti professionisti EE avranno notato questo tipo di effetto simile di tanto in tanto.

Se l'opamp non è adatto a questo, il pilotaggio di un grande carico capacitivo può effettivamente portare a problemi di instabilità se non è implementata una rete di compensazione.Il problema sorge quando il carico capacitivo è sufficientemente elevato da provocare un sostanziale ritardo (fase) tra l'uscita (feedback) e il segnale in ingresso, fino al punto in cui la regolazione è molto impegnativa.

Almeno all'avvio, il condensatore collegato tra la barra positiva e il percorso di uscita / feedback, fornisce un temporaneo "boost di fase", precaricando il condensatore di uscita direttamente con la barra di alimentazione.Significa che con il giusto rapporto capacitivo \ $ (\ frac {C_ {22}} {C_ {22} + C_ {24}}) \ $ il condensatore di uscitateoricamente potrebbe essere precaricato con la tensione stabilizzata ( \ $ 1.5V \ $ ) che ti aspetti di avere nell'ingresso non invertente.

Il circuito specifica un particolare numero di parte del condensatore elettrolitico al tantalio sull'uscita, che funge da rete di smorzamento (serie ESR da 0,25 ohm con 47uF) ad alcune frequenze, ma sarei comunque sospettoso che possa oscillare in alcune condizioni con solouna piccola ampiezza è visibile, con conseguente consumo di energia eccessivo e altri effetti sottili.

Questo sembra più qualcosa con cui è stato armeggiato fino a quando non ha funzionato, piuttosto che un circuito robusto progettato con cura.

Andy ha già dato una risposta eccellente, quindi non dirò di più sul bit di "oscillazione".

Tuttavia, voglio solo aggiungere che avere C22 è un errore:

Alle alte frequenze l'impedenza di uscita dell'amplificatore operazionale sarà molto più alta dell'impedenza dei condensatori, quindi l'impedenza di uscita di questo circuito sarà dominata dai condensatori.Ciò significa che C22 consente a qualsiasi rumore ad alta frequenza nell'alimentatore VCCA di penetrare direttamente nell'uscita.

Questo è mitigato da C23 / C24 che agiscono come la parte inferiore di un divisore capacitivo con C22, quindi il rumore su VCCA verrà attenuato di conseguenza.Tuttavia è meglio non usare affatto C22.

Anche C22, C34, C24 fungono da tappo di disaccoppiamento per la guida VCCA.Ciò significa che un chip vicino (come un ADC) che assorbe corrente pulsata da VCCA assorbirà parte della sua corrente di alimentazione da questi condensatori, che è un altro modo per aggiungere rumore nell'uscita.

Andy-aka ha svolto una buona analisi quantitativa ma volevo adottare un approccio più qualitativo.

In generale, il tentativo di applicare un feedback negativo a un amplificatore multistadio in cui tutti gli stadi hanno una risposta in frequenza simile provocherà un'oscillazione.

La ragione di ciò è la risposta di fase, in una prima approssimazione prima della frequenza di taglio uno stadio non produce sfasamento e dopo la frequenza di taglio produce uno sfasamento di 90 gradi. Se tutti gli stadi hanno una risposta in frequenza simile, il sistema incontra un grande sfasamento subito dopo la frequenza di taglio condivisa. Questo grande sfasamento consente all'amplificatore di oscillare.

La soluzione per questo problema è fare in modo che uno stadio abbia una larghezza di banda molto inferiore rispetto agli altri. Generalmente in un amplificatore operazionale uno degli stadi interni avrà un condensatore di compensazione per ridurre deliberatamente la sua larghezza di banda. A volte il condensatore di compensazione è montato esternamente per consentire di adattare il suo valore alle esigenze del circuito.

Mettendo la capacità sull'uscita si riduce la larghezza di banda dello stadio di uscita, questo lo avvicina in larghezza di banda allo stadio deliberatamente limitato dalla larghezza di banda che può portare all'oscilazione.

Ma se continui ad accumulare capacità e quindi a ridurre la larghezza di banda dello stadio di uscita, le cose si incrociano. Lo stadio di uscita alla fine arriva a dominare la risposta in frequenza e la seconda frequenza di interruzione (originariamente la prima) non viene raggiunta fino a quando il guadagno del loop non scende al di sotto di uno.